Divisores de potencia y acopladores direccionales

Los divisores de potencia (también llamados divisores de potencia y, cuando se utilizan a la inversa, combinadores de potencia) y los acopladores direccionales son dispositivos pasivos que se utilizan principalmente en el campo de la tecnología de radio. Acoplan una cantidad definida de potencia electromagnética en una línea de transmisión a un puerto, lo que permite que la señal se utilice en otro circuito. Una característica esencial de los acopladores direccionales es que solo acoplan la potencia que fluye en una dirección. La potencia que entra en el puerto de salida se acopla al puerto aislado, pero no al puerto acoplado. Un acoplador direccional diseñado para dividir la potencia equitativamente entre dos puertos se denomina acoplador híbrido.

Los acopladores direccionales se construyen con mayor frecuencia a partir de dos líneas de transmisión acopladas lo suficientemente cerca una de la otra como para que la energía que pasa a través de una se acople a la otra. Esta técnica es la preferida en las frecuencias de microondas, donde los diseños de líneas de transmisión se utilizan comúnmente para implementar muchos elementos de circuito. Sin embargo, los dispositivos de componentes concentrados también son posibles en frecuencias más bajas, como las frecuencias de audio que se encuentran en telefonía. También en frecuencias de microondas, particularmente en las bandas más altas, se pueden utilizar diseños de guías de ondas. Muchos de estos acopladores de guías de ondas corresponden a uno de los diseños de líneas de transmisión conductoras, pero también hay tipos que son exclusivos de las guías de ondas.

Los acopladores direccionales y los divisores de potencia tienen muchas aplicaciones, entre ellas, proporcionar una muestra de señal para medición o monitoreo, retroalimentación, combinar señales hacia y desde antenas, formar haces de antena, proporcionar derivaciones para sistemas distribuidos por cable, como la televisión por cable, y separar señales transmitidas y recibidas en líneas telefónicas.

Los símbolos que se utilizan con más frecuencia para los acopladores direccionales se muestran en la figura 1. El símbolo puede tener marcado el factor de acoplamiento en dB. Los acopladores direccionales tienen cuatro puertos. El puerto 1 es el puerto de entrada donde se aplica la energía. El puerto 3 es el puerto acoplado donde aparece una parte de la energía aplicada al puerto 1. El puerto 2 es el puerto de transmisión donde se emite la energía del puerto 1, menos la parte que fue al puerto 3. Los acopladores direccionales son frecuentemente simétricos, por lo que también existe el puerto 4, el puerto aislado. Una parte de la energía aplicada al puerto 2 se acoplará al puerto 4. Sin embargo, el dispositivo normalmente no se utiliza en este modo y el puerto 4 suele terminar con una carga adaptada (normalmente 50 ohmios). Esta terminación puede ser interna al dispositivo y el puerto 4 no es accesible para el usuario. Efectivamente, esto da como resultado un dispositivo de 3 puertos, de ahí la utilidad del segundo símbolo para los acopladores direccionales en la figura 1.

Símbolos de la forma;

${\fnMicrosoft Sans Serif}$

en este artículo tiene el significado de "parámetro P en el puerto a debido a una entrada en el puerto b".

En la figura 2 se muestra un símbolo para los divisores de potencia. Los divisores de potencia y los acopladores direccionales son, en esencia, la misma clase de dispositivo. El acoplador direccional suele utilizarse para dispositivos de 4 puertos que están acoplados de forma débil, es decir, solo una pequeña fracción de la potencia de entrada aparece en el puerto acoplado. El divisor de potencia se utiliza para dispositivos con acoplamiento estrecho (normalmente, un divisor de potencia proporcionará la mitad de la potencia de entrada en cada uno de sus puertos de salida, un divisor de 3 dB) y suele considerarse un dispositivo de 3 puertos.

Las propiedades comunes deseadas para todos los acopladores direccionales son un ancho de banda operativo amplio, una alta directividad y una buena adaptación de impedancia en todos los puertos cuando los demás puertos terminan en cargas adaptadas. Algunas de estas y otras características generales se analizan a continuación.

El factor de acoplamiento se define como: ${\displaystyle ¿Qué? {\rm {dB}}$

donde P₁ es la potencia de entrada en el puerto 1 y P₃ es la potencia de salida del puerto acoplado (ver figura 1).

El factor de acoplamiento representa la propiedad principal de un acoplador direccional. El factor de acoplamiento es una cantidad negativa, no puede superar los 0 dB para un dispositivo pasivo y, en la práctica, no supera los −3 dB, ya que un valor superior a este daría como resultado una mayor potencia de salida del puerto acoplado que la potencia del puerto transmitido; en efecto, sus papeles se invertirían. Aunque es una cantidad negativa, el signo menos se omite con frecuencia (pero sigue estando implícito) en textos y diagramas en ejecución y algunos autores llegan al extremo de definirlo como una cantidad positiva. El acoplamiento no es constante, sino que varía con la frecuencia. Aunque diferentes diseños pueden reducir la varianza, en teoría no se puede construir un acoplador perfectamente plano. Los acopladores direccionales se especifican en términos de la precisión del acoplamiento en el centro de la banda de frecuencia.

La pérdida de inserción de la línea principal del puerto 1 al puerto 2 (P₁ – P₂) es:

Inserción: ${\displaystyle L_{i2,1}=-10\log {\left({\frac {\fnMicrosoft Sans Serif} {\fnMicrosoft Sans Serif}}} {\fnMicrosoft Sans Serif}}}}}}}}}} {\fnMicrosoft}}}} {\fnMicrosoft}}}}}}}}}}}} {\f}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}} {\quad\f}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}\ {\rm {dB}}$

Parte de esta pérdida se debe a que cierta potencia llega al puerto acoplado y se denomina pérdida de acoplamiento y se expresa como:

Coupling loss: ${\displaystyle L_{c2,1}=-10\log {\left(1-{\frac {\fnK}} {\fnK}}} {\fnK}}} {\f}}} {\f}} {\f}} {\f}}}}} {\f}}}} {\f}}} {\f}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}} {\f}}}}}}}}} {\f}}}}}}}}}}}}}}} {\f}}}}}}}}}}}}}}}}}}} {\f}}}}}}}}}}}} {\f}}}}}}}}}}}}}}} {\quad}}} {\quad}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}\$

La pérdida de inserción de un acoplador direccional ideal consistirá completamente en la pérdida de acoplamiento. Sin embargo, en un acoplador direccional real, la pérdida de inserción consiste en una combinación de pérdida de acoplamiento, pérdida dieléctrica, pérdida del conductor y pérdida de ROE. Según el rango de frecuencia, la pérdida de acoplamiento se vuelve menos significativa por encima de un acoplamiento de 15 dB, donde las otras pérdidas constituyen la mayoría de la pérdida total. La pérdida de inserción teórica (dB) frente al acoplamiento (dB) para un acoplador sin disipación se muestra en el gráfico de la figura 3 y la tabla siguiente.

El aislamiento de un acoplador direccional se puede definir como la diferencia en los niveles de señal en dB entre el puerto de entrada y el puerto aislado cuando los otros dos puertos están terminados por cargas adaptadas, o:

Isolación: ${\displaystyle I_{4,1}=-10\log {\left({\frac {P_{4}}} {\fnK}}}\fnK}}}\fnuncio} {\rm {dB}}$

También se puede definir un aislamiento entre los dos puertos de salida. En este caso, uno de los puertos de salida se utiliza como entrada, el otro se considera el puerto de salida y los otros dos puertos (de entrada y aislado) se terminan con cargas acopladas.

En consecuencia: ${\displaystyle I_{3,2}=-10\log {\left}\quad {\rm {dB}}$

El aislamiento entre los puertos de entrada y los puertos aislados puede ser diferente del aislamiento entre los dos puertos de salida. Por ejemplo, el aislamiento entre los puertos 1 y 4 puede ser de 30 dB, mientras que el aislamiento entre los puertos 2 y 3 puede ser de un valor diferente, como 25 dB. El aislamiento se puede estimar a partir del acoplamiento más la pérdida de retorno. El aislamiento debe ser lo más alto posible. En los acopladores reales, el puerto aislado nunca está completamente aislado. Siempre habrá algo de potencia de RF. Los acopladores direccionales de guía de ondas tendrán el mejor aislamiento.

La directividad está directamente relacionada con el aislamiento. Se define como:

Directividad: ${\displaystyle D_{3,4}=-10\log {\left({\frac {\fnK} {\fnMicrosoft Sans Serif}}}=-10\log {\left({\frac}}}}}\right)}=-10\log {\log {\left({\frac\fnMicroc} {\fnK}}}\derecha)}+10\log {\left({\frac} {\fnMicroc}}}}}}\derecho)}+10\log {\left({\fnMicroc} {\fnK}} {\fnK}}} {\fnK}}} {\f}}} {\f}} {\f}} {\f}}}}} {\f}}}} {\f}}} {\f}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}} {\f}}}}}}}}} {\f}}}}}}}}}}}}}}} {\f}}}}}}}}}}}}}}}}}}} {\f}}}}}}}}}}}} {\f}}}}}}}}}}}}}}} {\quad}}} {\quad}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}}\$

donde: P₃ es la potencia de salida del puerto acoplado y P₄ es la potencia de salida del puerto aislado.

La directividad debe ser lo más alta posible. La directividad es muy alta en la frecuencia de diseño y es una función más sensible de la frecuencia porque depende de la cancelación de dos componentes de onda. Los acopladores direccionales de guía de ondas tendrán la mejor directividad. La directividad no se puede medir directamente y se calcula a partir de la suma de las mediciones de aislamiento y acoplamiento (negativo) como:

${\displaystyle D_{3,4}=I_{4,1}+C_{3,1}\quad {\rm {dB}}$

Tenga en cuenta que si se utiliza la definición positiva de acoplamiento, la fórmula da como resultado:

${\displaystyle D_{3,4}=I_{4,1}-C_{3,1}\quad {\rm {dB}$

La matriz S para un acoplador direccional simétrico ideal (aislamiento infinito y perfectamente adaptado) viene dada por:

${\displaystyle \mathbf {S} ={\begin{bmatrix}0 limit\tau &\kappa &0\\\\tau > âTMa\kappa\\\kappa > }}}}}} {S} ={\begin{bmatrix}0 {\tau >\kappa >\0}}}}}}}}}}}}$

${\displaystyle \tau}$ es el coeficiente de transmisión y,

${\displaystyle \kappa}$ es el coeficiente de acoplamiento

En general, ${\displaystyle \tau}$ y ${\displaystyle \kappa}$ son complejos, dependientes de frecuencia, números. Los ceros en la matriz diagonal principal son una consecuencia de la combinación perfecta – la entrada de energía a cualquier puerto no se refleja de nuevo a ese mismo puerto. Los ceros en la matriz antidiagonal son una consecuencia del aislamiento perfecto entre la entrada y el puerto aislado.

Para un acoplador direccional pasivo sin pérdidas, además debemos tener,

${\displaystyle\tau {\fnMicrosoft {\fnMicrosoft {\fnMicrosoft {\fnMicrosoft {\\fnMicrosoft {\fnMicrosoft {\fnMicrosoft {\fnMicrosoft {\\fnMicrosoft {\fnMicrosoft {\\\fnMicrosoft {\\fnMicrosoft {\\\\\\\fnMicrosoft {\\fnMicrosoft {\fnMicrosoft {\\\fnMicrosoft {\fnMicrosoft {\\\\\fnMicrosoft {\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\fnMicrosoft {\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\ }+\kappa {\fnMicrosoft {\kappa} }=1}$

dado que la energía que entra al puerto de entrada debe salir por uno de los otros dos puertos.

La pérdida de inserción está relacionada con ${\displaystyle \tau}$ por;

${\displaystyle L(\mathrm {dB}=-20\log Silencio\tau$

Coupling factor is related to ${\displaystyle \kappa}$ por;

${\displaystyle C(\mathrm {dB})=20\log\kappa Silencio\ }$

Las entradas diagonales principales distintas de cero están relacionadas con la pérdida de retorno, y las entradas antidiagonales distintas de cero están relacionadas con el aislamiento mediante expresiones similares.

Algunos autores definen los números de puerto con los puertos 3 y 4 intercambiados. Esto da como resultado una matriz de dispersión que ya no está formada únicamente por ceros en la antidiagonal.

Esta terminología define la diferencia de potencia en dB entre los dos puertos de salida de un híbrido de 3 dB. En un circuito híbrido ideal, la diferencia debería ser de 0 dB. Sin embargo, en un dispositivo práctico, el equilibrio de amplitud depende de la frecuencia y se aleja de la diferencia ideal de 0 dB.

La diferencia de fase entre los dos puertos de salida de un acoplador híbrido debe ser de 0°, 90° o 180° según el tipo utilizado. Sin embargo, al igual que el equilibrio de amplitud, la diferencia de fase es sensible a la frecuencia de entrada y, por lo general, variará unos pocos grados.

La forma más común de acoplador direccional es un par de líneas de transmisión acopladas. Pueden implementarse en varias tecnologías, incluidas las tecnologías coaxial y planar (línea de banda y microbanda). En la figura 4 se muestra una implementación en línea de banda de un acoplador direccional de un cuarto de longitud de onda (λ/4). La potencia en la línea acoplada fluye en la dirección opuesta a la potencia en la línea principal, por lo tanto, la disposición de los puertos no es la misma que se muestra en la figura 1, pero la numeración sigue siendo la misma. Por esta razón, a veces se lo denomina acoplador inverso.

La línea principal es la sección entre los puertos 1 y 2 y la línea acoplada es la sección entre los puertos 3 y 4. Dado que el acoplador direccional es un dispositivo lineal, las notaciones en la figura 1 son arbitrarias. Cualquier puerto puede ser la entrada (se ve un ejemplo en la figura 20), lo que dará como resultado que el puerto conectado directamente sea el puerto transmitido, el puerto adyacente sea el puerto acoplado y el puerto diagonal sea el puerto aislado. En algunos acopladores direccionales, la línea principal está diseñada para operación de alta potencia (conectores grandes), mientras que el puerto acoplado puede usar un conector pequeño, como un conector SMA. La potencia nominal de carga interna también puede limitar la operación en la línea acoplada.

Gráfico 5. Acoplamiento direccional de sección corta

Gráfico 6. Acoplamiento de sección corta con 50 Ω línea principal y 100 Ω línea unida

La precisión del factor de acoplamiento depende de las tolerancias dimensionales para el espaciado de las dos líneas acopladas. Para las tecnologías de impresión plana, esto se reduce a la resolución del proceso de impresión, que determina el ancho mínimo de pista que se puede producir y también establece un límite sobre cuán cerca se pueden colocar las líneas entre sí. Esto se convierte en un problema cuando se requiere un acoplamiento muy ajustado y los acopladores de 3 dB a menudo utilizan un diseño diferente. Sin embargo, las líneas acopladas de manera ajustada se pueden producir en líneas de banda aérea, lo que también permite la fabricación mediante tecnología de impresión plana. En este diseño, las dos líneas se imprimen en lados opuestos del dieléctrico en lugar de una al lado de la otra. El acoplamiento de las dos líneas a lo largo de su ancho es mucho mayor que el acoplamiento cuando están de canto entre sí.

El diseño de línea acoplada λ/4 es bueno para implementaciones coaxiales y de línea de banda, pero no funciona tan bien en el ahora popular formato de microbanda, aunque existen diseños. La razón de esto es que la microbanda no es un medio homogéneo: hay dos medios diferentes por encima y por debajo de la banda de transmisión. Esto conduce a modos de transmisión distintos del modo TEM habitual que se encuentra en los circuitos conductores. Las velocidades de propagación de los modos pares e impares son diferentes, lo que conduce a la dispersión de la señal. Una mejor solución para la microbanda es una línea acoplada mucho más corta que λ/4, que se muestra en la figura 5, pero tiene la desventaja de un factor de acoplamiento que aumenta notablemente con la frecuencia. Una variación de este diseño que a veces se encuentra tiene la línea acoplada con una impedancia más alta que la línea principal, como se muestra en la figura 6. Este diseño es ventajoso cuando el acoplador se alimenta a un detector para monitorear la potencia. La línea de mayor impedancia da como resultado un voltaje de RF más alto para una potencia de línea principal dada, lo que facilita el trabajo del diodo detector.

El rango de frecuencia especificado por los fabricantes es el de la línea acoplada. La respuesta de la línea principal es mucho más amplia: por ejemplo, un acoplador especificado como 2–4 GHz podría tener una línea principal que podría funcionar a 1–5 GHz. La respuesta acoplada es periódica con la frecuencia. Por ejemplo, un acoplador de línea acoplada λ/4 tendrá respuestas en nλ/4 donde n es un entero impar. Esta respuesta preferida se hace evidente cuando un impulso corto en la línea principal es seguido a través del acoplador. Cuando el impulso en la línea principal alcanza la línea acoplada, se induce una señal de la misma polaridad en la línea acoplada similar a la respuesta de un RC-paso alto. Esto conduce a dos pulsos no invertidos en la línea acoplada que viajan en direcciones opuestas entre sí. Cuando el pulso de la línea principal sale de la línea acoplada, se induce una señal invertida en la línea acoplada, lo que activa dos impulsos invertidos que viajan en direcciones opuestas entre sí. Ambos impulsos de la línea acoplada que van en la misma dirección que el pulso de la línea principal tienen polaridad opuesta. Se cancelan entre sí, por lo que no hay respuesta en la salida de la línea acoplada en dirección hacia adelante. Este es el puerto desacoplado. Los pulsos de la línea acoplada que viajan en dirección opuesta al pulso de la línea principal también tienen polaridad opuesta entre sí, pero el segundo impulso se retrasa el doble del retraso de la línea paralela. Para una línea acoplada λ/4, la longitud total del retraso es λ/2, por lo que la segunda señal se invierte y esto proporciona una respuesta máxima en el puerto acoplado.

Una única sección acoplada λ/4 es adecuada para anchos de banda inferiores a una octava. Para lograr mayores anchos de banda, se utilizan múltiples secciones de acoplamiento λ/4. El diseño de dichos acopladores se realiza de forma muy similar al diseño de filtros de elementos distribuidos. Las secciones del acoplador se tratan como secciones de un filtro y, al ajustar el factor de acoplamiento de cada sección, se puede lograr que el puerto acoplado tenga cualquiera de las respuestas de filtro clásicas, como una respuesta máximamente plana (filtro Butterworth), de ondulación igual (filtro Cauer) o de ondulación especificada (filtro Chebychev). La ondulación es la variación máxima en la salida del puerto acoplado en su banda de paso, que generalmente se expresa como más o menos un valor en dB del factor de acoplamiento nominal.

Se puede demostrar que los acopladores direccionales pareados tienen ${\displaystyle \tau}$ puramente real y ${\displaystyle \kappa}$ puramente imaginario en todas las frecuencias. Esto conduce a una simplificación de la S-matrix y el resultado de que el puerto acoplado está siempre en fase de cuadratura (90°) con el puerto de salida. Algunas aplicaciones hacen uso de esta diferencia de fase. Letting ${\displaystyle \kappa =i\kappa ¿Qué?$, el caso ideal de operación sin pérdidas simplifica,

${\displaystyle \tau ^{2}+{\kappa _{\mathrm {I}} {2}=1}$

El acoplador de línea de rama consiste en dos líneas de transmisión paralelas físicamente unidas con dos o más líneas de rama entre ellas. Las líneas de rama son espaciadas λ/4 aparte y representan secciones de un diseño de filtro multi-sección de la misma manera que las múltiples secciones de un acoplador de línea acoplada excepto que aquí el acoplamiento de cada sección se controla con la impedancia de las líneas de rama. La línea principal y acoplada son ${\displaystyle \scriptstyle {\sqrt {2}}$ de la impedancia del sistema. Cuanto más secciones hay en el acoplador, mayor es la proporción de impedancias de las líneas de rama. Las líneas de alta impedancia tienen pistas estrechas y esto generalmente limita el diseño a tres secciones en formatos planar debido a limitaciones de fabricación. Una limitación similar se aplica para los factores de acoplamiento más sueltos que 10 dB; bajo acoplamiento también requiere pistas estrechas. Las líneas unidas son una mejor opción cuando se requiere acoplamiento suelto, pero los acopladores de línea de rama son buenos para acoplamiento apretado y se puede utilizar para 3 dB híbridos. Los acopladores de línea de rama generalmente no tienen tan ancho de banda como líneas acopladas. Este estilo de acoplador es bueno para implementar en formatos de barras de alta potencia, dieléctricos y sólidos, ya que la estructura rígida es fácil de soportar mecánicamente.

Los acopladores de ramales se pueden utilizar como cruces como alternativa a los puentes aéreos, que en algunas aplicaciones provocan una cantidad inaceptable de acoplamiento entre las líneas que se cruzan. Un cruce de ramales ideal teóricamente no tiene acoplamiento entre las dos rutas que lo atraviesan. El diseño es un acoplador de 3 ramales equivalente a dos acopladores híbridos de 90° de 3 dB conectados en cascada. El resultado es efectivamente un acoplador de 0 dB. Cruzará las entradas a las salidas diagonalmente opuestas con un retraso de fase de 90° en ambas líneas.

La construcción del acoplador de Lange es similar a la del filtro interdigital con líneas paralelas entrelazadas para lograr el acoplamiento. Se utiliza para acoplamientos fuertes en el rango de 3 dB a 6 dB.

Los primeros divisores de potencia de las líneas de transmisión eran simples uniones en T. Estos presentan un aislamiento muy deficiente entre los puertos de salida: una gran parte de la potencia reflejada desde el puerto 2 llega al puerto 3. Se puede demostrar que, en teoría, no es posible hacer coincidir simultáneamente los tres puertos de un sistema pasivo de tres puertos sin pérdidas y que el aislamiento deficiente es inevitable. Sin embargo, es posible hacerlo con cuatro puertos y esta es la razón fundamental por la que se utilizan dispositivos de cuatro puertos para implementar divisores de potencia de tres puertos: los dispositivos de cuatro puertos se pueden diseñar de modo que la potencia que llega al puerto 2 se divida entre el puerto 1 y el puerto 4 (que termina con una carga coincidente) y ninguna (en el caso ideal) llegue al puerto 3.

El término acoplador híbrido se aplicaba originalmente a los acopladores direccionales de línea acoplada de 3 dB, es decir, acopladores direccionales en los que las dos salidas son cada una la mitad de la potencia de entrada. Esto significaba, como sinónimo, un acoplador de cuadratura de 3 dB con salidas desfasadas 90°. Ahora, cualquier acoplador de 4 puertos acoplado con brazos aislados y división de potencia igual se denomina híbrido o acoplador híbrido. Otros tipos pueden tener diferentes relaciones de fase. Si es de 90°, es un híbrido de 90°, si es de 180°, un híbrido de 180°, y así sucesivamente. En este artículo, acoplador híbrido sin calificación significa un híbrido de línea acoplada.

El divisor de potencia Wilkinson consta de dos paralelos sin alcohol Líneas de transmisión λ/4. La entrada se alimenta a ambas líneas en paralelo y las salidas se terminan con el doble de impedancia del sistema puente entre ellas. El diseño se puede realizar en formato planar, pero tiene una implementación más natural en coax – en planar, las dos líneas tienen que mantenerse separadas para que no se acoplan pero tienen que ser reunidas en sus salidas para que puedan terminarse mientras que en coax las líneas pueden ser ejecutadas lado a lado dependiendo de los conductores externos coax para la detección. El divisor de potencia de Wilkinson resuelve el problema concordante de la simple T-junción: tiene baja VSWR en todos los puertos y un alto aislamiento entre los puertos de salida. Las impedancias de entrada y salida en cada puerto están diseñadas para ser iguales a la impedancia característica del sistema de microondas. Esto se logra haciendo impedancia de la línea ${\displaystyle \scriptstyle {\sqrt {2}}$ de la impedancia del sistema - para un 50 Ω sistema las líneas Wilkinson son aproximadamente 70 Ω

Los acopladores direccionales de línea acoplada se describen arriba. Cuando el acoplamiento está diseñado para ser de 3 dB se denomina acoplador híbrido. La matriz S para un acoplador híbrido simétrico ideal se reduce a:

${\displaystyle \mathbf {S} ={\frac {1}{\sqrt {2}}}{\begin{bmatrix}0 limit-i disminuye-1}0\\-i}}}}} {\begin{\bmatrix}0}0 {\0}} {\begin{\begin{\bmatrix}}}}}}}{\begin{\begin{\begin{\begin{\bmatrix}}}}}}}}}}} {\begin{\begin{\begin{\bmatrix}}}}}}}}0}0}0}0}0}0}0}0}0}0}0}0}0}0}0}}==0}=====0}}===0}}==0}}}}=====================================================$

Los dos puertos de salida tienen una diferencia de fase de 90° (-i a −1), por lo que se trata de un híbrido de 90°.

El acoplador de anillo híbrido, también llamado el acoplador de rata-raza, es un cuatro-port 3 dB acoplador direccional que consiste en un anillo 3λ/2 de línea de transmisión con cuatro líneas en los intervalos mostrados en la figura 12. La entrada de energía en el puerto 1 se divide y viaja a ambos lados alrededor del anillo. En los puertos 2 y 3 la señal llega en fase y añade mientras que en el puerto 4 está fuera de fase y cancela. Los puertos 2 y 3 están en fase entre sí, por lo tanto este es un ejemplo de un híbrido de 0°. El gráfico 12 muestra una implementación planaria, pero este diseño también se puede implementar en coaxi o guía de onda. Es posible producir un acoplador con un factor de acoplamiento diferente de 3 dB haciendo cada sección λ/4 del anillo alternativamente baja y alta impedancia, pero para 3 dB todo el anillo está hecho ${\displaystyle \scriptstyle {\sqrt {2}}$ de las impedancias del puerto - para un 50 Ω diseñar el anillo sería aproximadamente 70 Ω.

La matriz S de este híbrido está dada por:

${\displaystyle \mathbf {S} ={\frac {1}{\sqrt {2}}}{\begin{bmatrix}0 âTMa âTMa âTMa âTMa âTMa âTMa âTMa} {\begin{bmatrix}0 âTMa âTMa} {\begin{\bmatrix}}}}} {\begin{\begin{\begin{\begin{\bmatrix}}}}}}}}}} {\begin{\begin{\begin{\begin{\bmatrix}0}}}}0}0}=0}0}0}0}0}0}0}0}0}0}0}0}==========================\i}==================================================\$

El anillo híbrido no es simétrico en sus puertos; elegir un puerto diferente como entrada no produce necesariamente los mismos resultados. Con el puerto 1 o el puerto 3 como entrada, el anillo híbrido es un híbrido de 0° como se indicó. Sin embargo, usar el puerto 2 o el puerto 4 como entrada da como resultado un híbrido de 180°. Este hecho conduce a otra aplicación útil del anillo híbrido: se puede utilizar para producir señales de suma (Σ) y diferencia (Δ) a partir de dos señales de entrada, como se muestra en la figura 12. Con entradas a los puertos 2 y 3, la señal Σ aparece en el puerto 1 y la señal Δ aparece en el puerto 4.

En la figura 13 se muestra un divisor de potencia típico. Lo ideal sería que la potencia de entrada se dividiera equitativamente entre los puertos de salida. Los divisores están formados por múltiples acopladores y, al igual que éstos, pueden invertirse y utilizarse como multiplexores. El inconveniente es que, en el caso de un multiplexor de cuatro canales, la salida consta de sólo 1/4 de la potencia de cada uno y es relativamente ineficiente. La razón de esto es que en cada combinador la mitad de la potencia de entrada va al puerto 4 y se disipa en la carga de terminación. Si las dos entradas fueran coherentes, las fases podrían disponerse de modo que se produjera la cancelación en el puerto 4 y, a continuación, toda la potencia iría al puerto 1. Sin embargo, las entradas de los multiplexores suelen proceder de fuentes totalmente independientes y, por tanto, no son coherentes. La multiplexación sin pérdidas sólo se puede realizar con redes de filtros.

El acoplador de línea de derivación descrito anteriormente también se puede implementar en una guía de ondas.

Uno de los acopladores direccionales de guía de ondas más comunes y simples es el acoplador direccional Bethe-hole. Este consiste en dos guías de ondas paralelas, una apilada sobre la otra, con un orificio entre ellas. Parte de la energía de una guía se envía a través del orificio a la otra. El acoplador Bethe-hole es otro ejemplo de acoplador inverso.

El concepto del acoplador de Bethe-hole se puede ampliar proporcionando múltiples agujeros. Los agujeros están espaciados λ/4 entre sí. El diseño de estos acopladores tiene paralelismos con las líneas de transmisión acopladas de múltiples secciones. El uso de múltiples agujeros permite ampliar el ancho de banda mediante el diseño de las secciones como un filtro Butterworth, Chebyshev o de alguna otra clase. El tamaño del agujero se elige para proporcionar el acoplamiento deseado para cada sección del filtro. Los criterios de diseño son lograr un acoplamiento sustancialmente plano junto con una alta directividad sobre la banda deseada.

El acoplador de ranura corta Riblet consta de dos guías de ondas una al lado de la otra, con la pared lateral en común en lugar del lado largo como en el acoplador Bethe-hole. Se corta una ranura en la pared lateral para permitir el acoplamiento. Este diseño se utiliza con frecuencia para producir un acoplador de 3 dB.

El acoplador de fase inversa Schwinger es otro diseño que utiliza guías de onda paralelas; esta vez, el lado largo de una de ellas es común con la pared lateral corta de la otra. Se cortan dos ranuras descentradas entre las guías de onda con una separación de λ/4 entre ellas. El Schwinger es un acoplador inverso. Este diseño tiene la ventaja de una respuesta de directividad sustancialmente plana y la desventaja de un acoplamiento fuertemente dependiente de la frecuencia en comparación con el acoplador Bethe-hole, que tiene poca variación en el factor de acoplamiento.

El acoplador Moreno de guía cruzada tiene dos guías de onda apilados uno encima del otro como el acoplador Bethe-hole pero en ángulos rectos uno al otro en lugar de paralelo. Dos agujeros fuera del centro, generalmente en forma de cruz se cortan en la diagonal entre las guías de onda a distancia ${\displaystyle \scriptstyle {\sqrt {2}\lambda /4}$ aparte. El acoplador Moreno es bueno para aplicaciones de acoplamiento ajustados. Es un compromiso entre las propiedades de los acopladores Bethe-hole y Schwinger con acoplamiento y directividad variable con frecuencia.

El anillo híbrido mencionado anteriormente también se puede implementar en una guía de ondas.

La división coherente de potencia se logró por primera vez mediante uniones en T simples. En frecuencias de microondas, las uniones en T de guía de ondas tienen dos formas posibles: la unión en el plano E y la unión en el plano H. Estas dos uniones dividen la potencia de manera equitativa, pero debido a las diferentes configuraciones de campo en la unión, los campos eléctricos en los brazos de salida están en fase para la unión en T del plano H y están desfasados 180° para la unión en T del plano E. La combinación de estas dos uniones en T para formar una unión en T híbrida se conoce como unión en T mágica. La unión en T mágica es un componente de cuatro puertos que puede realizar la suma vectorial (Σ) y la diferencia (Δ) de dos señales de microondas coherentes.

El transformador híbrido estándar de 3 dB se muestra en la figura 16. La potencia en el puerto 1 se divide equitativamente entre los puertos 2 y 3, pero en antifase entre sí. Por lo tanto, el transformador híbrido es un híbrido de 180°. La toma central suele terminar internamente, pero es posible sacarla como puerto 4; en cuyo caso, el híbrido se puede utilizar como un híbrido de suma y diferencia. Sin embargo, el puerto 4 presenta una impedancia diferente a los otros puertos y requerirá un transformador adicional para la conversión de impedancia si se requiere utilizar este puerto con la misma impedancia del sistema.

Los transformadores híbridos se utilizan comúnmente en telecomunicaciones para la conversión de 2 a 4 cables. Los teléfonos incluyen un convertidor de este tipo para convertir la línea de 2 cables a 4 cables desde el auricular y el micrófono.

Para frecuencias más bajas (menos de 600 MHz) es posible una implementación compacta de banda ancha mediante transformadores de RF. En la figura 17 se muestra un circuito que está diseñado para acoplamiento débil y que se puede entender de la siguiente manera: una señal llega a un par de líneas. Un transformador reduce el voltaje de la señal y el otro reduce la corriente. Por lo tanto, la impedancia se adapta. El mismo argumento se aplica a cualquier otra dirección de una señal a través del acoplador. El signo relativo del voltaje y la corriente inducidos determina la dirección de la señal saliente.

El acoplamiento viene dado por;

${\displaystyle C_{3,1}=20\log n\$

Donde n es la relación secundaria a primaria.

Para un 3 dB acoplamiento, que es igual división de la señal entre el puerto transmitido y el puerto acoplado, ${\displaystyle \scriptstyle n={\sqrt {2}}$ y el puerto aislado se termina en dos veces la impedancia característica – 100 Ω para un 50 Ω sistema. A 3 dB El separador de potencia basado en este circuito tiene las dos salidas en fase 180°, en comparación con las líneas acopladas λ/4 que tienen una relación de fase 90°.

Se puede utilizar un circuito en T simple de resistencias como divisor de potencia, como se muestra en la figura 18. Este circuito también se puede implementar como un circuito delta aplicando la transformada Y-Δ. La forma delta utiliza resistencias que son iguales a la impedancia del sistema. Esto puede ser ventajoso porque las resistencias de precisión del valor de la impedancia del sistema siempre están disponibles para la mayoría de las impedancias nominales del sistema. El circuito en T tiene las ventajas de la simplicidad, el bajo costo y un ancho de banda intrínsecamente amplio. Tiene dos desventajas principales: primero, el circuito disipará potencia ya que es resistivo: una división igual dará como resultado una pérdida de inserción de 6 dB en lugar de 3 dB. El segundo problema es que hay una directividad de 0 dB, lo que genera un aislamiento muy deficiente entre los puertos de salida.

La pérdida de inserción no es un problema tan grande en el caso de una distribución desigual de la potencia: por ejemplo, -40 dB en el puerto 3 tiene una pérdida de inserción menor que 0,2 dB en el puerto 2. El aislamiento se puede mejorar a expensas de la pérdida de inserción en ambos puertos de salida reemplazando las resistencias de salida con almohadillas T. La mejora del aislamiento es mayor que la pérdida de inserción agregada.

Se puede crear un verdadero divisor/acoplador híbrido con, teóricamente, aislamiento y directividad infinitos a partir de un circuito de puente resistivo. Al igual que el circuito en T, el puente tiene una pérdida de inserción de 6 dB. Tiene la desventaja de que no se puede utilizar con circuitos no balanceados sin la adición de transformadores; sin embargo, es ideal para líneas de telecomunicaciones balanceadas de 600 Ω si la pérdida de inserción no es un problema. Las resistencias en el puente que representan puertos no suelen ser parte del dispositivo (con la excepción del puerto 4, que puede dejarse permanentemente terminado internamente), y estas son proporcionadas por las terminaciones de línea. Por lo tanto, el dispositivo consta esencialmente de dos resistencias (más la terminación del puerto 4).

La salida acoplada del acoplador direccional se puede utilizar para monitorear la frecuencia y el nivel de potencia de la señal sin interrumpir el flujo de potencia principal en el sistema (excepto en el caso de una reducción de potencia; consulte la figura 3).

Si el aislamiento es alto, los acopladores direccionales son buenos para combinar señales para alimentar una sola línea a un receptor para pruebas de receptor de dos tonos. En la figura 20, una señal ingresa al puerto P₃ y otra ingresa al puerto P₂, mientras que ambas salen del puerto P₁. La señal del puerto P₃ al puerto P₁ experimentará una pérdida de 10 dB, y la señal del puerto P₂ al puerto P₁ tendrá una pérdida de 0,5 dB. La carga interna en el puerto aislado disipará las pérdidas de señal del puerto P₃ y el puerto P₂. Si se ignoran los aisladores de la figura 20, la medición del aislamiento (puerto P₂ a puerto P₃) determina la cantidad de energía del generador de señales F₂ que se inyectará en el generador de señales F₁. A medida que aumenta el nivel de inyección, puede causar modulación del generador de señales F₁, o incluso bloqueo de la fase de inyección. Debido a la simetría del acoplador direccional, la inyección inversa ocurrirá con los mismos posibles problemas de modulación del generador de señales F₂ por F₁. Por lo tanto, los aisladores se utilizan en la figura 20 para aumentar eficazmente el aislamiento (o directividad) del acoplador direccional. En consecuencia, la pérdida de inyección será el aislamiento del acoplador direccional más el aislamiento inverso del aislador.

Las aplicaciones del híbrido incluyen comparadores monopulso, mezcladores, combinadores de potencia, divisores, moduladores y sistemas de antenas de radar de matriz en fase. Tanto los dispositivos en fase (como el divisor Wilkinson) como los acopladores híbridos en cuadratura (90°) se pueden utilizar para aplicaciones de divisor de potencia coherente. En la siguiente sección se ofrece un ejemplo de híbridos en cuadratura que se utilizan en una aplicación de combinador de potencia coherente.

En el hogar se utiliza una versión económica del divisor de potencia para dividir las señales de televisión por cable o por aire entre varios televisores y otros dispositivos. Los divisores multipuerto con más de dos puertos de salida suelen estar compuestos internamente por varios acopladores en cascada. Las compañías de televisión por cable pueden proporcionar el servicio de Internet de banda ancha doméstico (Internet por cable). El módem de cable de Internet del usuario doméstico se conecta a un puerto del divisor.

Dado que los circuitos híbridos son bidireccionales, se pueden utilizar para combinar de forma coherente la potencia y también para dividirla. En la figura 21, se muestra un ejemplo de una señal dividida para alimentar varios amplificadores de baja potencia y luego recombinada para alimentar una sola antena con alta potencia.

Las fases de las entradas de cada combinador de potencia están dispuestas de tal manera que las dos entradas están desfasadas 90° entre sí. Dado que el puerto acoplado de un combinador híbrido está desfasado 90° con respecto al puerto transmitido, esto hace que las potencias se sumen en la salida del combinador y se cancelen en el puerto aislado: un ejemplo representativo de la figura 21 se muestra en la figura 22. Nótese que hay un desfase fijo adicional de 90° en ambos puertos en cada combinador/divisor que no se muestra en los diagramas para simplificar. La aplicación de potencia en fase a ambos puertos de entrada no obtendría el resultado deseado: la suma en cuadratura de las dos entradas aparecería en ambos puertos de salida, es decir, la mitad de la potencia total que sale de cada uno. Este enfoque permite el uso de numerosos amplificadores menos costosos y de menor potencia en el circuito en lugar de un único TWT de alta potencia. Otro enfoque es hacer que cada amplificador de estado sólido (SSA) alimente una antena y dejar que la potencia se combine en el espacio o se utilice para alimentar una lente conectada a una antena.

Las propiedades de fase de un acoplador híbrido de 90° se pueden utilizar con gran ventaja en circuitos de microondas. Por ejemplo, en un amplificador de microondas balanceado, las dos etapas de entrada se alimentan a través de un acoplador híbrido. El dispositivo FET normalmente tiene una coincidencia muy pobre y refleja gran parte de la energía incidente. Sin embargo, dado que los dispositivos son esencialmente idénticos, los coeficientes de reflexión de cada dispositivo son iguales. El voltaje reflejado de los FET está en fase en el puerto aislado y es 180° diferente en el puerto de entrada. Por lo tanto, toda la potencia reflejada de los FET va a la carga en el puerto aislado y ninguna potencia va al puerto de entrada. Esto da como resultado una buena coincidencia de entrada (baja VSWR).

Si se utilizan líneas con adaptación de fase para la entrada de una antena a un acoplador híbrido de 180°, como se muestra en la figura 23, se producirá un nulo directamente entre las antenas. Para recibir una señal en esa posición, habría que cambiar el tipo de híbrido o la longitud de la línea. Para rechazar una señal de una dirección determinada o crear el patrón de diferencia para un radar monopulso, este es un buen enfoque.

Los acopladores de diferencia de fase se pueden utilizar para crear una inclinación del haz en una estación de radio FM VHF, retrasando la fase de los elementos inferiores de un conjunto de antenas. En términos más generales, los acopladores de diferencia de fase, junto con los retrasos de fase fijos y los conjuntos de antenas, se utilizan en redes de formación de haz, como la matriz de Butler, para crear un haz de radio en cualquier dirección prescrita.

• Star coupler
• Divisor de vapor

Este artículo incorpora material de dominio público Manual electrónico de ingeniería de sistemas de calentamiento y radar (número de informe TS 92-78). Avionics Department of the Naval Air Warfare Center Weapons Division. Retrieved 9 de junio 2006. (pág. 6-4.1 a 6-4.5 Dividentes de Poder y Acopladores Direccionales).

• Stephen J. Bigelow, Joseph J. Carr, Steve Winder, Comprender la electrónica telefónica Newnes, 2001 ISBN 0-7506-7175-0.
• Geoff H. Bryant, Principios de las mediciones de microondasInstituto de Ingenieros Eléctricos, 1993 ISBN 0-86341-296-3.
• Robert J. Chapuis, Amos E. Joel, 100 años de conmutación telefónica (1878-1978): Electrónica, computadoras y conmutación telefónica (1960-1985), IOS Press, 2003 ISBN 1-58603-372-7.
• Walter Y. Chen, Inicio Redes Basis, Prentice Hall Professional, 2003 ISBN 0-13-016511-5.
• R. Comitangelo, D. Minervini, B. Piovano, "Beam formando redes de tamaño óptimo y compactidad para antenas multibeam a 900 MHz", IEEE Antennas and Propagation Society International Symposium 1997, vol. 4, págs. 2127 a 2130, 1997.
• Stephen A. Dyer, Encuesta de instrumentación y medición Wiley-IEEE, 2001 ISBN 0-471-39484-X.
• Kyōhei Fujimoto, Manual de sistemas de antena móvil, Artech House, 2008 ISBN 1-59693-126-4.
• Preston Gralla, Cómo funciona Internet, Que Publishing, 1998 ISBN 0-7897-1726-3.
• Ian Hickman, Manual práctico de frecuencia de radio, Newnes, 2006 ISBN 0-7506-8039-3.
• Apinya Innok, Peerapong Uthansakul, Monthippa Uthansakul, "Técnica de formación de rayos angular para el sistema de rayos MIMO", International Journal of Antennas and Propagation, vol. 2012, iss. 11, December 2012.
• Thomas Koryu Ishii, Manual de Microondas Tecnología: Componentes y dispositivos, Academic Press, 1995 ISBN 0-12-374696-5.
• Y. T. Lo, S. W. Lee, Manual de Antena: Aplicaciones, Springer, 1993 ISBN 0-442-01594-1.
• Matthaei, George L.; Young, Leo y Jones, E. M. T. Filtros de microondas, redes de captación de impedancias y estructuras de coupling McGraw-Hill 1964 OCLC 299575271
• D. Morgan, Un manual para pruebas y medición de EMC, IET, 1994 ISBN 0-86341-756-6.
• Antti V. Räisänen, Arto Lehto, Ingeniería de radio para aplicaciones inalámbricas de comunicación y sensores, Artech House, 2003 ISBN 1-58053-542-9.
• K.R. Reddy, S. B. Badami, V. Balasubramanian, Oscilaciones y olas, Universidad Press, 1994 ISBN 81-7371-018-X.
• Peter Vizmuller, Guía de diseño RF: sistemas, circuitos y ecuaciones, Volumen 1, Artech House, 1995 ISBN 0-89006-754-6.
• A. Franzen, Impulsantwort eines Leitungskopplers, CQ DL, vol. 7, pp. 28-31, 2020.